1001 G(2), ELEKTRONIKA
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1001
•ELEKTOR•
0276
Convertisseur CC-CC discret
U
b
C3 lisse et que le réseau LC, constitué
de L2 et C4, débarrasse des dernières
impulsions parasites HF. La diode zener
D2 joue son rôle dans la stabilisation de
la tension de sortie. On a chute, aux
bornes de cette diode, tout comme sur
la jonction base-émetteur de T4, d’une
certaine valeur de tension fixe. Il devient
ainsi possible, en jouant sur le potentio-
mètre P1, d’ajuster la tension de sortie,
ne serait-ce que sur une certaine plage.
Par la réinjection de la tension de sortie
vers l’oscillateur on module l’oscillateur
en fonction de la puissance drainée à
la sortie. Cette approche se traduit par
un rendement relativement élevé de
près de 70 %. La tension de ronflement
superposée sur la tension de sortie vaut
de l’ordre de 10 mV
cc
.
Ce circuit est utilisable pour des ten-
sions d’entrée s’étalant de 3 à 6 V, ten-
sion qu’il convertit en tensions de sortie
pouvant aller jusqu’à 15 V maximum.
Hors-charge, la consommation de cou-
rant est de 25 mA environ. Le courant
maximal que puisse fournir la sortie est
de quelque 50 mA. Si vous envisagez de
faire fournir à ce circuit les dits 50 mA
de façon continue il sera préférable de
remplacer le BS170 par un exemplaire
de FET plus puissant tel que le BUZ10.
G. Baars
■
R1
R4
L1
20
µ
s
220
µ
H
D1
1N4148
L2
100
R2
R3
µ
H
D2
T3
D
R5
4k7
C1
C2
G
4V7
R
L
C4
150p
18p
S
BS
P1
10k
T1
T2
T4
170
R6
2k2
µ
63V
R7
2x
C3
BF494
BF494
µ
63V
984094 - 11
L’utilisation d’un circuit intégré spécia-
lisé dans la conversion CC-CC ne se
justifie, pour ce genre de traitement,
pas toujours. Pour de très nombreuses
applications on peut obtenir d’excellents
résultats en faisant appel à des compo-
sants discrets. C’est très ce que prouve
le convertisseur CC-CC simple décrit
dans cet article.
Ce convertisseur de tension à découpage
repose sur un multivibrateur astable
épaulé par une paire de transistors, T1
et T2. En aval de cet équipage oscillant,
on trouve un FET, T3, qui sert de tam-
pon. Une self, L1, d’une inductance de
220 µH, est prise dans la ligne de drain
du dit FET. La commutation impulsion-
nelle du courant qu’introduit cette self se
traduit par la naissance d’une FEM (
F
orce
E
lectro
M
otrice) conséquente. Une diode,
D1, procède ensuite au redressement
de cette tension que le condensateur
circuits
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10
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•ELEKTOR•
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Amplificateur symétrique pour photodiodes
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R1
1M
de tension sur les deux conducteurs est
très exactement en anti-phase, on a de
fortes chances qu’il s’agisse du signal
utile. On fait appel, lorsqu’il s’agit, simul-
tanément, d’amplifier un signal utile en
anti-phase et d’éliminer un parasite en
phase, à ce que l’on appelle un amplifi-
cateur différentiel. La variante que nous
vous proposons ici comporte deux am-
plificateurs opérationnels montés en
amont, IC1b et IC1c, qui convertissent
un courant de diode en une tension. La
conversion courant/tension dépend des
résistances R1 et R2. Il n’est donc pas
nécessaire de prévoir, dans l’étage d’am-
plification différentielle classique monté
en aval, un réglage du gain.
Le gain de l’étage d’amplification dif-
férentielle répondant à la formule sui-
vante :
U
sor
=(U
ent1
–U
ent2
)·R4/R3 à condition que
R3 = R5 et R4 = R6+P1. Si toutes ces
résistances ont la même valeur, nous
nous trouvons en présence d’un gain
unitaire. La tension de sortie du circuit
répond alors à la formule suivante :
U
sor
= (R1+R2)·ID1.
On voit également que, dans le cas idéal
et lorsqu’il s’agit de signaux symétri-
ques, la parenthèse U
ent1
–U
ent2
s’annule.
La réjection en mode commun (CMR =
C
ommon
M
ode
R
ejection
) dépend de
l’identité des paires R3 = R5 et R4 =
6
R4
100k
R3
100k
IC1b
7
5
13
D1
1
4
IC1d
12
10
R5
100k
BPW34
IC1c
8
9
R6
15V
R2
1M
P1
C1
C2
47k
µ
25V
100n
11
IC1
2
4
IC1a
1
C3
C4
3
µ
25V
100n
IC1 = TL084
15V
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Lorsqu’une photodiode se trouve à une
distance relativement importante de
l’électronique à laquelle elle transmet
son information, il arrive souvent que
des parasites se glissent sur le câble
de liaison, même s’il s’agit d’une liaison
blindée. Il existe cependant une tech-
nique simple pour éliminer une part
importante de ces parasites vu que,
électroniquement, il n’est pas difficile
de distinguer les parasites du signal
proprement dit, si tant est que la pho-
todiode soit montée en mode « flottant »,
c’est-à-dire sans se trouver en contact
avec la masse. En effet, si le signal
capté remonte toujours les conducteurs
de la liaison asymétriquement, alors que
les parasites que se sont glissés sur la
liaison sont eux symétriques. En d’autres
termes : il s’agit d’un parasite lorsque la
tension varie, par rapport à un potentiel
fixe (la masse par exemple), de la même
façon en amplitude et en phase sur les
deux lignes. Si, au contraire, la variation
circuits
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Amplificateur symétrique pour photodiodes
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R6+P1. Il est possible, par le biais de
P1, d’éliminer des tolérances, non pas
seulement dans le cas des résistances
évoquées plus haut, mais également
dans celui des résistances R1 et R2. Si
l’on utilise les amplificateurs opération-
nels du schéma, le taux de réjection en
mode commun que l’on peut espérer
atteindre est de l’ordre de >60 dB lors-
que la photodiode est reliée à l’électroni-
que par une paire de câbles blindés tor-
sadés (
twisted pair
). La consommation
de courant est de l’ordre de 10 mA.
■
circuits
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•ELEKTOR•
0795
Rehausseur d’impédance d’entrée II
5V
C3
C4
µ
10V
100n
IC1
2
1
7
5
6
C1
3
100p
8
4
R1
TLC271
R3
100k
C2
R2
1
µ
Dans le présent schéma, R1+R2
constituent la résistance de définition du
réglage en courant continu. En l’absence
de mesures additionnelles, l’impédance
d’entrée serait de 20 MΩ. On procède
cependant, par le biais du réseau C2 / R3,
à un couplage actif en phase d’une partie
du signal d’entrée, de sorte que l’on aura
circulation, à travers R1, d’un courant
alternatif plus faible. Ceci nous donne,
avec le présent schéma, la valeur d’im-
pédance d’entrée donnée par la formule
suivante :
R
ent
= ((R2+R3) / R3) · R1 + R2
C5
C6
µ
10V
100n
5V
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Dans les cas de mise en oeuvre d’am-
plificateurs opérationnels à contre-réac-
tion en tension alternative, l’impédance
d’entrée est, en fait, déterminée par la
résistance servant à définir le réglage
en tension continue et qui force l’entrée
de signal à un potentiel prédéterminé.
Si l’on fait appel à un amplificateur
opérationnel à entrées CMOS tel que le
TLC271 de Texas Instruments, la dite
résistance peut atteindre une valeur
très élevée. Vu qu’il est extrêmement
difficile de mettre la main sur des résis-
tances d’une valeur supérieure à 10 MΩ,
on pourrait mettre à profit une variante
bootstrap (qui est un rehaussement
artificiel de l’impédance d’entrée) qui,
logiquement, augmenterait l’impédance
d’entrée « artificiellement ».
Avec le dimensionnement du schéma,
l’impédance d’entrée vaut quelque 1 GΩ,
la consommation de courant atteignant
elle de l’ordre 3 mA.
■
circuits
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circuits
0373
Électrificateurd’expérimentation
Ce montage est destiné à permettre de
procéder à des expériences innocen-
tes (et ne présentant pas le moindre
danger) avec des impulsions de haute
tension (HT) ; son principe de fonction-
nement est proche de celui d’une clôture
électrique telle qu’on les rencontre dans
la campagne. La fréquence de répétition
des impulsions est de l’ordre de 0,5 Hz
(une impulsion toutes les 2 s), fréquence
définie par la constante de temps du
réseau RC R1/C3 de l’oscillateur basé
sur la porte IC1a. L’étage monté en
aval transforme le signal rectangulaire
en impulsions en aiguille. Le réseau de
différentiation R2/C4 définit, de concert
avec le seuil de commutation de l’en-
trée à trigger de Schmitt de IC1b, la
durée de ces impulsions, qui est de
l’ordre de 1,5 ms. La sortie de IC1b est
reliée directement à la grille du thyristor
Thr1 de sorte que les dites impulsions
amorcent directement le thyristor.
La génération de la HT requise fait
appel à un petit transformateur secteur
dont l’enroulement secondaire (enrou-
lement 9 V) devient ici le primaire et,
en association avec C2, constitue un
circuit résonant. C2 se charge, à tra-
vers R3, jusqu’à atteindre le niveau de
la tension d’alimentation de 12 V. Dès
qu’une impulsion en provenance de
IC1b amorce le thyristor, le condensa-
teur se décharge à travers l’enroulement
secondaire du transformateur. L’énergie
stockée dans le condensateur n’est pas
perdue, mais est transférée au transfor-
mateur (il serait plus juste de dire qu’elle
est transmise au champ magnétique
que le transformateur crée sous l’effet
de la circulation de courant). Ce flux de
courant cesse dès que le condensateur
est déchargé. Le champ diminue, s’ef-
fondre pour induire, dans l’enroulement
du transformateur, une tension (tension
de self-induction) de polarité inverse à
la tension appliquée précédemment au
transformateur. Le sens de circulation du
courant reste donc le même, le conden-
sateur C2 se voyant cependant chargé en
polarité inverse de sorte qu’il adopte une
polarité négative. Lorsque le transforma-
teur a rendu au condensateur l’énergie
qu’il avait stocké, le sens de circulation
du courant s’inverse et le condensateur
C2 chargé négativement se décharge à
travers la diode D1 et l’enroulement du
secondaire. Dès la première décharge
du condensateur C2 le thyristor se voit
privé de courant et partant bloque. Après
la seconde décharge de C2 c’est D1 qui
bloque, le trajet vers le transformateur
étant de ce fait bloqué et le condensa-
teur se recharge, par le biais de R3, à
12 V. Le processus reprend au début dès
l’impulsion suivante produite par IC1b.
Comme le transformateur induit, après
la fin de la décharge du condensateur, du
côté du primaire, une tension non seu-
lement primaire mais également secon-
daire, on a apparition sur l’enroulement
du secondaire, à chaque amorçage du
12V
R3
12k
TR1
14
IC1
9V
7
1VA5
R2
C2
µ
25V
R1
10M
THR
1
A
D1
C1
1
2
IC1a
C4
5
6
IC1b
&
3
&
4
G
K
1N4148
BRX46
µ
25V
100n
10
IC1c
11
IC1d
C3
&
&
470n
89
12 13
IC1 = 4093
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thyristor deux impulsions de tension de
polarités inverses. Ces tensions de self-
induction du côté du secondaire (enrou-
lement 230 V du transformateur) sont,
de par le nombre plus élevé de spires,
bien plus élevées, pouvant atteindre,
hors-charge, plusieurs centaines de
volts. Vu, cependant, que le condensa-
teur ne stocke qu’une quantité d’éner-
gie relativement faible (la consommation
de courant du circuit ne dépasse guère
2 mA), la tension de sortie ne présente
pas le moindre danger pour les humains
ni pour les animaux. Elle suffit cepen-
dant pour produire une réaction sensible
du muscle.
■
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